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反激拓撲廣泛應用于中小功率開關電源中，為了提高反激拓撲的轉換效率，本文提出了一種全輸入電壓及負載范圍內可以實現原邊MOSFET零電壓開通（ZVS）的控制策略，從而提高了轉換效率。本文通過理論分析給出其中所涉及的參數的計算方法，并通過仿真與實際電源的測試驗證了該策略的有效性。
01背景
反激（Flyback）拓撲因其結構簡潔，控制策略簡單，適合多路輸出，可靠性高，成本低等特點廣泛應用于家電，充電器，輔助電源等領域。對于輸出電流較大的應用（例如快速充電器），輸出側往往采用功率MOSFET替代功率二極管來提高轉換效率，即副邊采用同步整流方式。圖1為采用同步整流的反激拓撲主電路結構。
圖1. 同步整流反激拓撲
對于反激拓撲，根據原邊MOSFET開通時副邊繞組電流的情況分為連續工作模式（CCM），臨界連續模式（CRM）及斷續工作模式（DCM），如下圖所示。
圖2. 不同工作模式原副邊繞組電流波形
圖2中上面的波形為變壓器原邊繞組及副邊繞組折算到原邊的電流波形，下面為對應的原邊MOSFET驅動波形。對于CCM和CRM模式工作的反激拓撲，原邊MOSFET開通時，其漏源電壓（VDS）為輸入電壓與反射電壓（副邊繞組電壓反射到原邊繞組上的電壓，其值為輸出電壓與變壓器原副邊繞組匝比之積）之和。根據公式(1)和(2)所示的CCM和CRM模式反激拓撲開通損耗計算公式，開通損耗與MOSFET開通時的漏源電壓成正比，為了降低MOSFET損耗，需要設法降低MOSFET開通時的漏源電壓。
基于此思想，在DCM模式的反激拓撲中還有一種準諧振工作模式，定頻DCM模式與準諧振工作模式差異如圖3與圖4所示。
圖3. 定頻DCM模式反激拓撲主要波形
圖4. 準諧振DCM模式反激拓撲主要波形
圖3和圖4中藍色曲線為原邊MOSFET的漏源電壓VDS，綠色曲線為副邊同步整流MOSFET的驅動波形，紅色曲線為原邊MOSFET的驅動波形。對于定頻DCM模式的反激拓撲，根據負載及輸入電壓的不同，在原邊MOSFET開通時，漏源電壓可能處于由于原邊激磁電感與原邊MOSFET等效輸出電容諧振導致的震蕩波形的任意一點，即可能是波谷，也可能是波峰。對于準諧振DCM模式的反激拓撲，當檢測到漏源電壓處于諧振谷底時，根據輸入電壓及反饋電壓（即負載）確定第幾個波谷開通，以英飛凌科技有限公司的第五代集成功率MOSFET與準諧振控制芯片的CoolSET™為例，當輸入為低壓時，開通的波谷為1～7，當輸入為高壓時，開通的波谷為3～10[1]。
準諧振DCM模式的反激拓撲原邊MOSFET由于是波谷開通，因此開通損耗相比其他模式的反激拓撲減小很多。當然最理想的情況是漏源電壓諧振到零，此時開通MOSFET從而實現ZVS開通。然而如果需要漏源電壓諧振到零，需要變壓器原副邊匝比較大，從而帶來MOSFET關斷時耐壓較高，變壓器繞制困難等問題，最終帶來成本的增加，且實際的效率提升并不明顯。
基于以上問題，本文提出一種新穎的反激拓撲控制策略，不需要修改變壓器，在任何輸入輸出條件下均可以實現原邊MOSFET的ZVS開通，從而提升反激拓撲的轉換效率。
02實現全電壓輸入范圍ZVS的控制策略
2.1基本工作原理
對于傳統的CRM模式下，當檢測到副邊繞組電流為零時開通原邊MOSFET，此時原邊MOSFET的漏源電壓為輸入電壓與反射電壓之和，因此開通損耗很大。
本文提出的新的控制策略與CRM模式相近，但不同點在于：當副邊繞組電流過零時，并不馬上關斷副邊同步整流MOSFET，而是繼續保持開通一段時間，在該時間內副邊繞組電流反向流動且其值線性增加，此時變壓器副邊繞組異名端為高電平，原邊繞組由于原邊MOSFET關斷而無電流流過。當關斷副邊MOSFET時，副邊繞組為維持電流而使得同名端變為高電平，此時原邊繞組由于同名端為高，使得電流流過輸入電容及原邊MOSFET的輸出等效電容形成回路，并最終使得MOSFET的輸出等效電容完全放電并使得其體二極管導通，此時若驅動原邊MOSFET，則實現ZVS開通。關鍵波形及工作過程如圖5～7所示。
圖5中綠色及紅色曲線為副邊同步整流及原邊MOSFET的驅動波形，紫色及黃色為變壓器副邊繞組及原邊繞組電流波形，藍色為原邊MOSFET的漏源電壓波形。
圖5. ZVS Flyback關鍵波形示意圖
圖6. Ta時間段內主電路電流示意圖
圖7. Tb+Tc時間段內主電路電流示意圖
2.2關鍵參數計算
如圖5所示，Ta為副邊繞組電流從零至副邊同步整流關閉的時間段（即副邊同步整流延遲關斷的時間），Tb為原邊MOSFET漏源電壓降至零所需要的時間，Tc為漏源電壓降至零到原邊繞組電流上升為零的所需時間。
（1）Ta的計算
Ta的大小決定了副邊繞組方向電流的大小，從而決定了存儲在原邊繞組中的，用來將原邊MOSFET等效輸出電容上的能量全部抽取走的能量大小。設原邊MOSFET的等效輸出電容（包括MOSFET自身輸出電容，MOSFET漏極處的分布電容及其他雜散電容）為Cossep，那么為保證原邊MOSFET可以實現ZVS開通：
其中Lp和Ls為分別為原副邊繞組電感量，Ipmp和Ismp分為副邊同步整流管關斷時的原副邊繞組電流值（如圖5所示），Vin和Vr和分別為輸入電壓和反射電壓，且有：
其中N為變壓器為原副邊匝比，Vout為輸出電壓。Vin與Vr之和為副邊同步整流管關斷時原邊MOSFET的漏源電壓。而：
因此由公式（3）～（5）可以得到：
當副邊同步整流延遲關斷時間Ta滿足公式（6）情況下，原邊MOSFET可實現ZVS開通。Ta越大，變壓器原邊繞組存儲的能量越大，原邊MOSFET更易實現ZVS，但隨之帶來的問題是原副邊繞組的電流有效值增大，使得變壓器及MOSFET的損耗增加。但如果較小甚至剛剛滿足公式（6），雖然整體轉換效率更高，但是原邊MOSFET漏源電壓降低至零的時間（即Tb）變長，滿足ZVS的時間段（即Tc）縮短，對控制的要求更高。
（2）Tb的計算
根據前面的工作原理介紹，在副邊同步整流管關斷后，原邊MOSFET的漏源迅速降為零，在該時間段(Tb)內，原邊側主電路滿足以下公式及條件：
那么可以得到：
又：
則可以得到Tb為：
（3）Tc的計算
在Tc時間段內，變壓器原邊繞組電流一直為負值（圖5所示），原邊MOSFET的漏源電壓為體二極管導通壓降（負值），在此期間MOSFET開通都可實現ZVS方式。
根據公式（8）和（11），可以得到原邊繞組電流iLP(t)：
那么可得到Tc：
以上分析基于原副邊各自有一個繞組的情況，實際應用中往往原副邊有多個繞組，用來實現多路輸出及產生原邊輔助源。在這些情況下，控制策略相同，不同的是當副邊同步整流管關斷時，與公式（9）不同，原邊主繞組感應出的電流為：
其中N1,Nx為其他輸出路與副邊同步整流控制路（實現ZVS進行延遲關斷控制）的匝比。公式（3）中Ipmp的也需要根據公式（17）進行計算。其他計算公式無需修改。
為更好的實現本控制策略，在應用中需要結合數字控制器的使用。具體實現方案為，將不同輸入電壓下所需的Ta,Tb及Tc計算好并存入數字控制器內部存儲器或外部存儲器；反激電源穩定工作后檢測副邊繞組電流，該電流過零后繼續延遲Ta關斷，原邊MOSFET在副邊同步整流管關斷Tb時間后并小于Tc時間內開通，則可實現原邊MOSFET在任何輸入電壓和負載情況下的ZVS開通。
03仿真與測試驗證
根據以上的分析和計算，本部分基于一個全球輸入范圍，24W輸出的快速充電器開關電源方案進行仿真及測試。該開關電源主要電路參數如下表所示：
表1. 24W充電器電路參數
根據以上電路參數及公式（6）（13）（16），可以得到不同輸入電壓下控制參數Ta,Tb和Tc，表2所示為典型輸入電壓下的控制參數值。
表2. 典型輸入電壓下的控制參數值
圖8是采用本控制策略，根據表1和表2的參數，通過Simetrix™仿真得到輸入電壓為230Vac情況下采用本控制策略得到的關鍵波形，其中變壓器漏感為11uH（實測值），原邊MOSFET等效輸出電容為20pF（MOSFET本身等效輸出電容為14pF，其余分布電容等效為6pF）。
圖8. 230Vin輸入下仿真波形
圖8中從上至下波形分別為：原邊MOSFET漏源電壓(VDS，紅色)，副邊繞組電流（粉色），原邊繞組電流（黃色），副邊同步整流驅動（藍色）及原邊MOSFET驅動（綠色）波形。從圖中可以看出Ta為0.996uS，原邊MOSFET驅動變為高電平之前漏源電壓已經降低為零，原邊MOSFET實現ZVS開通。
根據表1的參數，設計了一款24W充電器驗證板，實物如下圖所示。
圖9. 24W充電器實物圖
當該充電器采用定頻控制策略時，實測該板在230V交流輸入，輸出滿載（12V/2A）情況下波形如下圖所示。圖中波形從上至下本別為原邊MOSFET的漏極電壓，原邊MOSFET驅動及副邊同步整流驅動。
圖10. 采用定頻控制策略實測波形
采用本文提出的ZVS控制策略，同樣的輸入輸出條件下對應的波形如下圖所示：
圖11. ZVS控制策略實測波形
從圖11可見，原邊MOSFET實現ZVS開通。同時比較了兩者效率對比如下：
原控制策略下效率為：
新控制策略下效率為：
采用本控制策略在不更改外部電路參數情況下與普通定頻控制策略相比效率提高1%，實現了更高的轉換效率。
結論
本文提出了一種新的反激拓撲控制策略，通過副邊同步整流在副邊繞組過零后繼續導通一段時間，原邊功率MOSFET在任何負載及輸入電壓情況下都可以實現零電壓開通。本文通過理論計算給出了相關參數的計算公式，通過仿真驗證了該策略的有效性，最后本文通過對一個24W充電器的實測對比驗證了該策略可以實現更高的轉換效率。
參考文獻
[1] www.infineon.com/CoolSET